电源设计十篇

电源设计

【关键词】开关电源;主电路;控制电路

1.引言

开关电源是指通过控制开关晶体管开通和关断时间的比率，维持稳定输出电压的一种电源。开关电源被人们誉为十分高效节能的电源，它代表稳压电源发展的方向，现已经是稳压电源主流产品。开关电源的内部重要元器件均运行在高频开关的状态，本身消耗很低的能量，其电源的效率可以达到百分之八十到九十，是普通的线性稳压电源效率的将近两倍。开关电源也被叫做无工频的变压器电源，它利用体积很小高频的变压器以实现电压的转变和电网隔离，不仅可以去掉十分笨重的工频变压器，而且可使用体积很小的滤波元件以及散热器，这就为研究和开发的高效率、高可靠性、高精度、体积小、重量轻的开关电源打下了坚实的基础。

2.开关电源的实现方案研究

2.1 开关变换器的拓扑结构

现代直流稳压电源可分为直流稳压开关电源和交流稳压开关电源两大类，前者可输出质量相对较高的直流电压;后者可输出相对质量较高的交流电压。本研究课题的研究范围属于前者的，直流变换器按照输入与输出间是否含电气隔离，可以分成两类：无电气隔离的直流变换器称为不隔离的直流变换器，具有电气隔离的直流变换器称为隔离的直流变换器。

不隔离的直流变换器根据使用的有源功率器件的个数，可以分为单管、双管以及四管共三大类。采用单管的直流变换器共有六种，包括降压式(Buck)、升压式、Cuk、Zeta、升降压式和Sepic等。这六类单管式变换器当中，降压和升压式是最为基础的，另外四种则是衍生出来的。双管式直流的变换器中有双管式串接的变换器。全桥式直流的变换器是通常用的四管式直流的变换器。隔离直流的变换器同样可以根据所用开关的器件个量进行分类。单管的包括正激式和反激式两类。双管的有正激、推挽、反激和半桥四种。四管式直流即全桥式直流。隔离直流通常使用变压器来造成输入以及输出间的电气隔离，变压器其本身就具有变压功能，将有利于扩展变换器的使用范围以及利于完成多路不同的电压或者多路相同的电压输出。

2.2 开关变换器的软开关的技术

PWM技术已经在电力电子电路中得到了日益广泛的应用，一般说来是指在开关变换的过程中保持开关频率的恒定，但通过改变开关接通时间的长短，使负载变化时，负载上电压输出变化却不大的方法。但这种开关技术是一种“硬开关”，也就是开关管的通断控制与其上流过的电流以及器件两端所加的电压并无关系，功率开关管的开通、关断在器件上的电流或电压不等于零的状态下强迫进行，开关损耗很大。特别是现代电力电子技术正向频率更高的方向发展，PWM硬开关技术将使得开关损耗成为高频化发展的显著障碍。

高频软开关技术大致可以分为以下三大类：

(1)谐振式变换器(串联谐振，准谐振，并联谐振和多谐振);

(2)有源钳位的ZVS单端变换器;

(3)零开关--脉宽调制变换器(ZVS/ZCS-PWM、PSC FB ZVS-PWM、ZVT/ZCT-PWM变换器);根据本研究课题所探讨的电源功率大，开关频率高的特点，选用串联谐振变换器等这类谐振变换器和零开关PWM DC/DC全桥变换器以实现软开关，则较为适合。下面以这两类中较为典型的移相全桥ZVS-PWM变换器和串联的谐振式变换器为例，对这两类变化器的特点进行综合比较。

2.3 移相全桥ZVS-PWM变换器与串联式谐振变换器相互比较

谐振式变换器包括串联谐振式和并联式，在谐振的变换器中，谐振元件一直谐振工作，可参与能量变换的全过程。串联式谐振的变换器可实现开关管软开通或者软关断，改善开关管的工作条件;这类的基本控制方式是调频控制;变换器回路电流近似为正弦波，它的EMI小;但同时存在以下缺点：

(1)开关器件通态电流或断态电压的应力较大。对于在电压模式下的谐振开关，开关于零电压下所进行的开通与关断所承受的断态的峰值电压可为其输出电压值的两倍还要多，对于电流模式，则通态的电流峰值可达到输出电流值的两倍还多，通态损耗比较大。

(2)开关的器件工作频率并不为恒定。采用调频的方式控制，当电源或者负载变化，便只能依靠改变开关的器件的运行工作频率来调节相关的输出的电压值，使频率的变化范围很大，以致对功率变压器、输入、输出滤波器的设计以及优化均难以进行，且频率大范围变化并不利于与下级变换器的同步。

3.开关电源的主电路设计

3.1 高频变压器的设计

开关电源主电路主要是处理电能，也就是功率变换。主电路主要包括输入滤波电路、高频变压器、逆变电路、输出滤波电路等部分。主电路的设计一般在整个电源设计过程中具有最为重要的地位。

变压器是开关电源中的核心元器件，许多其他主电路的元器件参数设计均考虑了变压器参数，因此，应首先对变压器进行设计制造。高频的变压器在运行时电压、电流均不为正弦波，因此，工作的状况与工频并不一样，计算公式也不尽相同。需计算的参数包括铁心的尺寸、导体的截面积、各绕组的匝数及其结构等，它们的基础参数是工作电流、电压和频率等。

3.2 输入端整流式滤波电路设计

交流的输入一般使用包括单相输入和三相式输入(包括四线方式和无中线的方式)。对于中大功率的场合，考虑到单相整流电压相对三相整流电压要低得多，使DC-DC电路电流变大，功耗也增大，单相整流和三相整流比较而言直流脉动也比较大，因此，采纳三相输入，故本设计中输入部分使用三相的无中线的控制方式，经过功率控制的二极管形成三相的桥式的整流器以输出脉动的直流波形，并且在整流器的输出端接上LC滤波网络，使脉动电流变成平滑的直流。

输入滤波电容(C1)主要功能是起到滤波以及使得输出直流电压变得平滑，并减小脉动作用，故输入端滤波的电容的挑选是相当关键。一般情况下，输入滤波的电容值根据控制纹波来估算，也就是为了确保逆变电路供应稳定直流电压，滤波电路时间常数必须为纹波中基波周期的6倍以上，由此根据直流输入电压、电流推算出输入滤波电容值。

3.3 输出整流回路的结构设计

一般而言，输出整流回路包括两种，一种为四个二极管组成的单相式全桥整流，另一种是两个整流二极管组成的单相式全波整流。比较两者，全波式整流电路的二次绕组具有中心抽头，结构较为复杂;而全桥式整流相对于全波式整流多采用了两个二极管，成本较高，若输出的电流大，那么整流桥上的二极管总通态损耗也变大，影响了变换器的效率，但是对于波整流电路，二极管所经受最大的反向电压是全桥整流电路值的两倍。通过以上的考虑，当输出的电压较高，且输出的电流较小时，一般采取全桥整流的方式;而输出的电压比较低，且输出的电流较大时，一般使用全波整流的方式。结合本课题所研究的情况，输出整流电路选用单相的全桥整流电路。

3.4 功率开关器件的选型设计

目前，在高频开关电源中使用最为广泛的功率开关器件是MOSFET和IGBT，在功率转换的应用中，MOSFET的导通损耗与开关损耗之比约为3:1,而相比之下的IGBT的导通损耗与开关损耗之比约为1:4。MOSFET较高的导通损耗是由较高的RDS(on)引起，而IGBT较高的开关损耗是由关断时电流拖尾所导致的。相比较而言IGBT的开关速度是低于功率MOSFET的，目前开关速度最快的IGBT的开关频率可以达到150kHz(IR公司的开关频率可高达150kHz的WARP系列400～600V IGBT)，而MOSFET的所能达到开关频率则比IGBT高出许多，且在开关频率很高的时候，IGBT的开关损耗比MOSFET要大，故本课题研究采用MOSFET作为逆变电路的功率开关器件。

通常，若主电路工作在硬开关条件下，功率开关管的额定电压常常要求大于直流母线电压两倍。而本电路工作在零电压开关的条件下，功率开关管额定电压可以适当降低一些，因此可选为600V。

3.5 附加谐振电感设计

通过研究移相全桥ZVS-PWM变换器可看出，开关的过程中，输出滤波电感是参与串联谐振的，它的能量很大，已可满足开关管的并联电容器进行充放电的需要，因此超前臂较易实现ZVS;但滞后臂于开关的过程中，变压器副边为短路，仅剩下变压器的原边漏感的能量可参与谐振，并不能快速完成其并联电容器充放电的过程，滞后桥臂达到ZVS相对较为困难。故为了促进滞后桥臂达到ZV S，我们可另外增设附加的电感量，从而为并联电容器充放电提供足够多的磁能。

4.开关电源控制电路设计

4.1 开关电源控制电路设计

开关电源的主电路主要任务是处理电能，而控制电路的主要任务是处理电信号，它控制着主电路中各个开关器件的工作，控制电路的设计质量对电源的性能甚为重要。一般由驱动电路，PWM控制电路，调节器电路及保护电路组成。

其中，PWM控制电路的作用是将于一定范围内不断变化的控制量模拟信号转换为PWM信号，通常集成的PWM控制器可将误差电压放大器(EA)，振荡器，PWM比较器，基准源，驱动，保护电路等常用开关电源控制电路集成在同一个芯片中，组成功能完整的集成电路，成为控制电路的核心。

4.2 移相PWM控制芯片UC-3879特性

这里UC-3879的系列IC是指UC-3875的改进产品，它是一个含软开关的功能的PWM式驱动器，采用移相开关方式调节半桥电路的驱动式脉冲的电压，同时控制了全桥式变换器的功率管，使固定的频率的脉宽调制器和谐振零电压的开关结合以具有相对高性能。此芯片除了可在电压模式工作，同时可工作在电流模式，并且具有快速的过流保护功能。UC3879可以独立编程以控制时间延迟，在每只输出级开关管导通之前提供足够的死区时间，为每个谐振开关区间里实现ZVS留有余地。

4.3 驱动电路设计

驱动电路是主电路与控制电路的接口，同开关电源的可靠性，效率等性能关系密切。驱动电路对快速性有较高要求，能提供一定的驱动功率，并具有较高的抗干扰和隔离噪声的能力。通常MOSFET的驱动电路包括以下三类：

1)使用光耦合器作为电气隔离的驱动电路，它由电气隔离及放大电路两部分构成，可以获得很好的驱动波形，但由于受到光耦响应时间限制，当开关频率较高时，驱动延时显著(为微秒级)，并且需要独立的驱动电源。

2)使用集成驱动芯片(比如IR2110)的驱动电路，根据自举原理，驱动高压侧和低压侧的两元件时，并不需独立电源，驱动延时较小(纳秒级)，适用的开关频率高，驱动波形理想。但是当MOSFET并联时，该电路驱动能力显得不足，需要增加放大电路。

3)使用脉冲变压器的驱动电路，它的电路结构简单而可靠，并不需独立驱动电源，延时小(为纳秒级)，适用的开关频率很高。本设计依据自身的特点，采用脉冲变压器来组成驱动电路，电路的结构简单，延时较小(经实验测定本电源驱动电路延时小于50ns),可靠性较高。

4.4 电源容量扩充的途径

自八十年代，伴随高频电源技术及新型功率器件的快速发展，大容量高频开关电源的研究和开发逐渐成为当今电力电子学的主要研究方向，并且派生了多个新研究方向。我们从电路的角度来考虑开关电源的容量扩充，将容量扩充技术分为二大类：

第一种，通过器件的串、并联增大电源工作电压或工作电流，以实现扩容的目的;

第二种，通过将多台单个电源并联，实现扩容和冗余设计的目标。

对于前者，器件的串、并联的方式中，需要特别处理串联式器件均压问题以及并联器件均流问题，考虑到器件的制造工艺以及参数离散性，限制器件相互之间的串并联的数目，同时串、并联的数量越多，那么装置可靠性将会越差。

对于后者，多台电源并联的技术是基于器件的并联技术进行大容量的可行方式，借助可靠电源并联技术，在单机的容量合适的情况下，可简单通过并联的运行方式得到非常大容量的装置，每台单机仅为装置的一个整理单元或一个相关的模块。大功率电源系统是由若干个较小的模块化电源形成的。在空间上，各个模块接近于负载，供电的质量高，采用调整并联模块数量以符合有差异的功率负载，设计较为灵活，每个模块可承受较小的电应力，开关频率将达兆赫级，从而提高系统的功率的密度。另外，模块化的电源系统突破了仅仅只有单个电源的功率限制，用户可如同搭建积木一般，按照电源功率进行最佳的组合，当某一个模块发生了故障，可热换掉此模块，这时其他的模块会均担此故障模块负载，并不影响整体系统工作，以提升系统安全，且方便维护，节省了投资。

4.5 开关电源电磁兼容的设计

随着电子电路不断向高密度高集成化的方向发展，我们对电源产品的要求越来越高。体积小、高效能、重量轻、高可靠性的“绿色电源”已不可避免地成为下一代电源产品的发展趋势。功率密度急剧增大将导致电源内部电磁环境日益复杂，由此产生的电磁干扰对电源及其周围的电子设备正常工作都产生威胁。同时随着国际电磁兼容法规变得日益严格，国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细、更加严格。目前，如何降低以致消除开关电源的EMI问题已成为全球开关电源设计师和电磁兼容设计师密切关注的问题。

电磁兼容(EMC)是说在十分有限的时间、空间和有限的频谱范围内不同的电气设备共同存在但却不会造成各个电气设备的性能下降，包括电磁敏感(EMS)和电磁干扰(EMI)这样两个方面。EMS是指电气设备抵御电磁的干扰方面的能力，EMI则指的是电气设备向周围环境发出噪声。某一台具有十分良好的电磁兼容的性能设备，将会既不会遭到周围的电磁噪声的影响，同时对周围的环境也不会形成较大的电磁干扰。

参考文献

[l]刘军.开关电源的应用与发展[J].大众用电,2002(12):16-17.

[2]丁道宏.国内外开关电源发展展望[J].电气时代,2000(10):14-15.

作者简介：

电源设计篇2

关键字： 工作模式; 同一拓扑; 循环使用; 电源箱

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X(2013)22?0147?03

0 引 言

多功能电源系统共用一个主电路拓扑结构，通过外部参数设定，控制电源系统工作在不同的状态，满足不同场合的需求。本文设计的电源箱系统，通过三波段开关切换，能够满足舰船远洋和陆路两种场合的应用。

由于电源箱系统最大输出功率为400 W，功率变换器选择正激电路拓扑是比较合适的[1]。但单管正激电路在主功率管关断的时候，承受的反压比较高，电压越高功率管的价格也越高，而且极易造成击穿，电路的可靠性也就下降。如果用双管正激电路，两个晶体管平均分担关断时的电压，在降低电路成本的同时，也提高了电路的可靠性。

1 电源箱系统的设计方案

电源箱系统工作在三种模式，分别是有市电的情况下，DC 28 V恒压输出。无市电的情况下，电池电压输出;有市电输入，不需对外供给能量时，给电池充电，以备下次使用。系统的总体框图如图1所示。在图1中，“1”为切换开关的默认状态，表示开关切换至市电AC 220 V输入，DC 28 V输出的工作方式;“2”表示开关切换至电池提供能量，输出电压为电池电压的工作状态，“3”表示有市电AC 220 V输入，功率变换器给电池恒流充电的工作方式。图中，表示控制信号的流向，表示主功率的流向。

2 电源箱系统的电路设计

2.1 电池选择及其参数计算

综合电源箱对电池体积、重量和电量的要求，本文选择材质为磷酸铁锂电池，每节电池满电压为3.3 V，容量为9 A·h，9节串联，充电率为0.3 C，重量为2.5 kg，体积为275 mm×210 mm×75 mm。根据电池生产厂家提供的参数，可以算出电池满电压为[9×3.3=29.7 V]，功率变换器设置充电电压不低于此电压，考虑到电池本身的“虚电”特性，本文设计电池充满电压为30.3 V。电池的充电电流为[9×0.3=2.7 A]，为了保证电池的使用安全，设计充电电流为2 A，电池最低放电电压不低于26 V。

2.2 功率变换器的拓扑结构及主功率管驱动电路

双管正激电路拓扑如图2所示，由于两个嵌位二极管VD1和VD2的作用，限制了在VF1和VF2关断时所受的最大反压均为直流输入电压VDC与二极管压降VD之和。电路的工作原理如下：

主功率管VF1和VF2同时导通或同时关断。副边绕组由于主功率管的导通有了感应电动势。副边绕组、二极管VD3很快建立电流，其速度受制于变压器和副边电路的漏电感。因为在导通瞬间L1上流过的电流IL在导通时保持不变。所以，由于VD3的电流建立，二极管VD4的电流比随之同等的快速减小。当VD3中的正向电流增加到原先流过VD4的电流时，VD4转为关断。与此同时开始了正激电路能量传递的状态。

图2中的两个主功率管VF1和VF2同时开通或关断，但不共地，本文采用常用的UC2845系列驱动芯片，VF1和驱动芯片共地，可以直接由此芯片驱动，VF2的驱动信号由VF1的驱动信号变换得到，电路如图3所示。图中T2为驱动变压器，VD5和VD6为18 V的稳压二极管，C7为隔直电容。

2.3 电源箱系统工作方式的实现

电源箱系统的第“1”和第“3”工作方式共用一套主功率变换器，通过外部的三波段开关切换工作模式。图4为模式切换的控制电路。在图4中，充电控制开关在默认状态下为低电平，三极管VT4和VT5不导通。电阻R19和R20是主功率回路的采样电阻，当主回路的电流小于120%的额定电流时，输出的Iout信号小于2.5 V，低于电流控制的给定电压(运算放大器N2B的负向输入端)2.5 V，N2B输出低电平，二极管VD10不导通。电压环的给定电压也为2.5 V，电压反馈取自R43，R44和R49的分压，合理分配它们之间的比值，主功率变换器输出恒定的DC 28 V电压。如果主回路的电流超过120%的额定电流， N2B输出高电平，二极管VD10导通，R44分压得到的电压升高，从而使输出电压降低，电路转入恒流控制，输出功率不再增加，电路保护。

当波段开关切换到模式“3”，充电控制开关信号为高电平，三极管VT4和VT5导通。此时的电流控制给定电压为0.5 V，如果主回路的电流超过2 A时，VD10就能够导通，从而拉低了输出电压，使充电电流一直维持在2 A，一直到电池充满。VT4导通后，R44和R37并联后的等效电阻比R44小，而电压环的给定电压信号不变，致使电路输出电压高于模式“1”的输出电压，克服了电池的“虚电”特性。当波段开关切换到模式“2”，电池对外提供能量，此时输出电压即为电池的电压。由于无市电AC 220 V输入，正激电路不工作。

3 电源箱系统试验数据

电池试验参数如下：

在做电源箱试验时，应首先使波段开关切换至模式“3”，对电池进行充电。充满后，才能切换至模式“2”的工作方式，进行电池放电性能的测试。根据任务书要求，先对电池进行大电流放电，后进行小电流放电。充电试验数据如表1所示。

在30 min的时间内，电池电压达到30.1 V，电池充满，此模式的纹波电压均小于100 mV。充满后进行放电试验，试验数据如表2所示。在空载时，电池电压为29.9 V，加入大负载后，分别在第1，11，21 min测试输出电压，由于切换开关消耗的电压，此时输出电压略低于电池本身的电压，但高于26 V，满足设计要求。表3是工作在模式“1”，在额定负载的条件下测试的输出电压及其纹波电压，在1 h之内，功率变换器达到稳定状态，纹波也小于100 mV，满足设计需要。

4 结 语

本文设计的电源箱系统能够实现三种功能：即为市电输入，DC 28 V输出;市电输入，电池充电;无市电输入，电池输出。三种工作方式通过手动开关切换。电路拓扑选择采用双管正激电路，控制方式既能实现恒压，也能实现电池恒流充电。试验指标合格，能够满足舰船陆地和岸基供电系统的要求。

表2 放电试验和纹波参数记录表格

表3 市电输入时，功率变换器的实验数据

参考文献

[1] 张占松 蔡宣三.开关电源的原理与设计(修订版)[M].北京：电子工业出版社，2004.

[2] 李定宣.开关稳定电源设计与应用[M].北京：中国电力出版社，2006.

[3] 王金保.新编电子变压器手册[M].沈阳：辽宁科学技术出版社，2007.

[4] 李建林.电池储能技术控制方法研究[J].电网与清洁能源，2012(12)：61?65.

[5] 赵锦成，解璞，刘金宁，等.混合能源互补供电在武器装备中应用研究[J].电网与清洁能源，2011(3)：53?59.

电源设计篇3

关键词： 电流源;CMOS电路;设计

中图分类号：TN402 文献标识码：A 文章编号：1671-7597(2012)0220068-01

0 引言

放大器是数模混合电路中最本的电路模块之一，而偏置电路的性能将直接影响放大器的性能特性[3]。采用电阻直接分压产生的偏置与电源电压有关，从而极大影响放大器的性能，因此有必要对偏置电流电路进行分析设计。本文分析设计一种仅采用MOS管和电阻组成的电流源产生电路，并获得了与电源电压无关的输出电流。

1 电流源电路的分析与设计

本文设计的电流源结构如图1所示，图中所有MOS晶体管都工作在饱和区。M3、M4构成电流镜对，且具有完全相同的宽长比，因而M3与M4具有相同的沟道漏电流，即Iout=IREF，其中Iout与IREF分别为M3与M4的沟道漏电流。NMOS管M1与M2具有相同的沟道长度，但M2的宽度W2是M1管宽度W1的K倍，即(W/L)2=K・(W/L)1。由图1所示电路，M1的栅源电压VGS1与M2的栅源电压VGS2的关系可表示为

(1)

由MOS管的饱和电流公式及公式(1)可得

其中， 是电子迁移率， 是单位面积栅氧化层电容。公式(2)化解可得

由公式(3)式可知输出电流Iout与电源电压Vdd无关，仅由R1和K来决定。

2 参数的确定

假设M1管的栅源电压为VGS1，M2管的栅源电压为VGS2。由此可得：

对图1进行分析，由镜像电流源MP1和MP2得IREF=Iout (8)

电路的静态工作点是(6)式与(8)式所示曲线的交点，根据蛛网模型得当(6)式的极点与此交点重合时回到稳态的速度最快稳定性最好。由(6)式与(8)式联立求得交点，令(7)式等于零得极点，交点与极点重合得出稳定性最好的条件 。

3 仿真结果

为了验证所设计的电流源电路，本文基于TSMC 0.35um CMOS工艺模型，采用Pspice仿真工具对电路进行了仿真。输出电流Iout与电源电压Vdd的关系曲线如图2所示，仿真结果显示：电源电压在1V到4V之间变化时，输出电流Iout具有较小的变化。

4 结论

本文设计了一种只仅由MOS管和电阻组成的电流源电路。理论分析及仿真结果显示所设计的电流源电路获得了非常好的性能。该电路适用于为放大器提供偏置电流。

参考文献：

[1]毕查德・拉扎维等，模拟CMOS集成电路设计[M].西安：西安交通大学出版社，2002.12.

电源设计篇4

一、从原理图到PCB的设计流程 建立元件参数->输入原理网表->设计参数设置->手工布局->手工布线->验证设计->复查->CAM输出。

二、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为了便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线间距设为8mil。

焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样可以避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。

三、元器件布局实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声;由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路：

(1). 电源开关交流回路

(2). 输出整流交流回路

(3). 输入信号源电流回路

(4). 输出负载电流回路输入回路通过一个近似直流的电流对输入电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用;类似地，输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量，同时消除输出负载回路的直流能量。所以，输入和输出滤波电容的接线端十分重要，输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源;如果在输入/输出回路和电源开关/整流回路之间的连接无法与电容的接线端直接相连，交流能量将由输入或输出滤波电容并辐射到环境中去。电源开关交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远大于开关基频，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ns。这两个回路最容易产生电磁干扰，因此必须在电源中其它印制线布线之前先布好这些交流回路，每个回路的三种主要的元件滤波电容、电源开关或整流器、电感或变压器应彼此相邻地进行放置，调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短。建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相似，最佳设计流程如下：

· 放置变压器

· 设计电源开关电流回路

· 设计输出整流器电流回路

· 连接到交流电源电路的控制电路

· 设计输入电流源回路和输入滤波器 设计输出负载回路和输出滤波器根据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局时，要符合以下原则：

(1) 首先要考虑PCB尺寸大小。PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力下降，成本也增加;过小则散热不好，且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状矩形，长宽比为3：2或4：3，位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm。

(2) 放置器件时要考虑以后的焊接，不要太密集.

(3) 以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、 整齐、紧凑地排列在PCB上，尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接, 去耦电容尽量靠近器件的VCC。

(4) 在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，易于批量生产。

(5) 按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。

(6) 布局的首要原则是保证布线的布通率，移动器件时注意飞线的连接，把有连线关系的器件放在一起。

(7) 尽可能地减小环路面积,以抑制开关电源的辐射干扰。

四、布线开关电源中包含有高频信号，PCB上任何印制线都可以起到天线的作用，印制线的长度和宽度会影响其阻抗和感抗，从而影响频率响应。即使是通过直流信号的印制线也会从邻近的印制线耦合到射频信号并造成电路问题(甚至再次辐射出干扰信号)。因此应将所有通过交流电流的印制线设计得尽可能短而宽，这意味着必须将所有连接到印制线和连接到其他电源线的元器件放置得很近。印制线的长度与其表现出的电感量和阻抗成正比，而宽度则与印制线的电感量和阻抗成反比。长度反映出印制线响应的波长，长度越长，印制线能发送和接收电磁波的频率越低，它就能辐射出更多的射频能量。根据印制线路板电流的大小，尽量加租电源线宽度，减少环路电阻。 同时、使电源线、地线的走向和电流的方向一致，这样有助于增强抗噪声能力。接地是开关电源四个电流回路的底层支路，作为电路的公共参考点起着很重要的作用，它是控制干扰的重要方法。因此，在布局中应仔细考虑接地线的放置，将各种接地混合会造成电源工作不稳定。在地线设计中应注意以下几点：

1. 正确选择单点接地通常，滤波电容公共端应是其它的接地点耦合到大电流的交流地的唯一连接点，同一级电路的接地点应尽量靠近，并且本级电路的电源滤波电容也应接在该级接地点上，主要是考虑电路各部分回流到地的电流是变化的，因实际流过的线路的阻抗会导致电路各部分地电位的变化而引入干扰。在本开关电源中，它的布线和器件间的电感影响较小，而接地电路形成的环流对干扰影响较大，因而采用一点接地，即将电源开关电流回路 (中的几个器件的地线都连到接地脚上，输出整流器电流回路的几个器件的地线也同样接到相应的滤波电容的接地脚上，这样电源工作较稳定，不易自激。做不到单点时，在共地处接两二极管或一小电阻，其实接在比较集中的一块铜箔处就可以。

2. 尽量加粗接地线 若接地线很细，接地电位则随电流的变化而变化，致使电子设备的定时信号电平不稳，抗噪声性能变坏，因此要确保每一个大电流的接地端采用尽量短而宽的印制线，尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，它们的关系是：地线>电源线>信号线，如有可能，接地线的宽度应大于3mm，也可用大面积铜层作地线用,在印制板上把没被用上的地方都与地相连接作为地线用。进行全局布线的时候，还须遵循以下原则：

(1).布线方向：从焊接面看，元件的排列方位尽可能保持与原理图相一致，布线方向最好与电路图走线方向相一致，因生产过程中通常需要在焊接面进行各种参数的检测，故这样做便于生产中的检查，调试及检修(注：指在满足电路性能及整机安装与面板布局要求的前提下)。

(2).设计布线图时走线尽量少拐弯，印刷弧上的线宽不要突变，导线拐角应≥90度,力求线条简单明了。

(3).印刷电路中不允许有交叉电路，对于可能交叉的线条，可以用“钻”、“绕”两种办法解决。即让某引线从别的电阻、电容、三极管脚下的空隙处“钻”过去，或从可能交叉的某条引线的一端“绕”过去，在特殊情况下如何电路很复杂，为简化设计也允许用导线跨接，解决交叉电路问题。因采用单面板，直插元件位于top面，表贴器件位于bottom面，所以在布局的时候直插器件可与表贴器件交叠，但要避免焊盘重叠。

3.输入地与输出地本开关电源中为低压的DC-DC，欲将输出电压反馈回变压器的初级，两边的电路应有共同的参考地，所以在对两边的地线分别铺铜之后，还要连接在一起，形成共同的地。

五、检查 布线设计完成后，需认真检查布线设计是否符合设计者所制定的规则，同时也需确认所制定的规则是否符合印制板生产工艺的需求，一般检查线与线、线与元件焊盘、线与贯通孔、元件焊盘与贯通孔、贯通孔与贯通孔之间的距离是否合理，是否满足生产要求。 电源线和地线的宽度是否合适，在PCB中是否还有能让地线加宽的地方。注意： 有些错误可以忽略，例如有些接插件的Outline的一部分放在了板框外，检查间距时会出错;另外每次修改过走线和过孔之后，都要重新覆铜一次。

六、复查根据“PCB检查表”，内容包括设计规则，层定义、线宽、间距、焊盘、过孔设置，还要重点复查器件布局的合理性，电源、地线网络的走线，高速时钟网络的走线与屏蔽，去耦电容的摆放和连接等。

七、设计输出 输出光绘文件的注意事项：

电源设计篇5

【关键词】数字电源 结构原理 问题 优化设计

1 数字电源

1.1 数字电源的概述

目前，数字电源有多种定义。

第一种定义为：通过数字接口，控制开关电源，强调的是，数字电源的“通信”功能”。

第二种定义为：具有数字控制，开关电源的功能，强调的是，数字电源的“数控”功能。

第三种定义为：具有数字监测，开关电源的功能，强调的是，数字电源对温度等参数的“监测”功能，通过设定开关电源的内部参数，来改变其外在特性，在“电源控制”的基础上，增加了“电源管理”。相比传统的模拟电源，数字电源的区别，是控制和通信部分。在应用场合，简单易用、参数变更要求少，模拟电源产品更具优势。此外，相对模拟电源，在多系统业务中，数字电源，通过软件编程，来实现多方面的应用。数字电源有用DSP和MCU控制的。对于DSP控制的电源，采用数字滤波方式，而MCU控制的电源，能满足电源的需求，反应速度快、电源稳压性能好。

1.2 数字电源的特点

数字电源系统具有以下特点：

(1)数模组件组合优化：实现了开关电源中，模拟组件与数字组件的优化组合。采用“整合数字电源”技术。

(2)控制智能化：对于传统的，由微控制器(μP或μC)控制，开关的电源.而它是以，数字信号处理器(DSP)或微控制器(MCU为核心，智能化开关电源构成系统是“数字电源驱动器及PWM控制器”。

(3)控制精度高：数字电源，实现多相位控制、非线性控制、负载均流、故障预测等功能;发挥数字信号处理器及微控制器的优势，这样设计的数字电源，达到高技术指标，为绿色节能型开关电源提供条件。

(4)集成度高：对于高集成度，将大量的分立式元器件，整合到一个芯片或一组芯片中。实现了，电源系统单片集成化。

(5)模块化程度高：分布式的数字电源系统就易于构成。

2 数字电源结构

2.1 PWM控制器

双端推挽式PWM控制器是UCD8220/8620，其受DSP或MCU数字控制的。二者的区别是，低压启动UCD8220即 48V，而UCD8620内部，增加高压启动电路即110V。UCD8220的内部，主要包括：“3.3v电压调整器、基准电压源、脉宽调制器(PWM)、驱动逻辑、推挽式驱动器、欠压关断电路、限流电路、电流检测电路”。 在峰值电流模式或电压模式下，UCD8220/8620能够运行，即对极限电流的编程，输出极限电流数字标志。

2.2 数字信号处理器(DSP)

UCD950是数字电源系统，配套的数字信号处理器，它们内部主要包含 ：“32位CPU、时钟振荡器、32位定时器、看门狗电路、内外部中断控制器、SCI总线、SPI总线、CAN总线及I C总线接口、l2路PWM信号输出、系统控制器、16通道12位和ADC、16K×16 Flash、6K×16 SARAM、1K×16ROM”。利用Power PADTM HTSSOP和QFN软件包，可进行编程。它采用标准的是“3.3v”输入或输出接口，其与UCD8K系列的完全兼容。

2.3 数字电源驱动器

数字控制电源驱动器芯片，大部分是UCD7100/7201，二者的区别是：可驱动MosFET开关功率管，可适配UCD9110/9501型数字控制器;UCD7100为单端输出，而UCD7201为双端输出;额定输出电流均为±4A;对于主控制器，可监控输出的电流，快速检测，过流故障而关断电源;检测周期仅为 25ns。

3 数字电源面临的问题

数字电源，有很多优点，但仍有缺点。数字电源，需要一个采样、量化和处理的过程，做出反馈，即对负载的变化，而目前，它对负载变化的响应速度，比模拟电源慢。精度和效率比模拟电源差。数字电源占板面积，大于模拟电源。在负载点(POL)系统中，数字控制优点非常明显，而在简单应用中，模拟电源仍占有优势。考虑到数字电源，解决方案的优点，数字电源，虽然技术复杂，但使用不复杂。要求设计人员，具有一定的程序设计能力，目前，电源设计人员，普遍模拟设计为主，缺乏编程训练。这对数字电源的推广，也造成了一定的障碍。每次AD转换后，数字芯片，将得到的结果，送到系统中央处理器，由处理器，对取样的值，进行运算和PI调节。

另外，人们对数字电源的认识，不像模拟电源那样，经过了多年应用的考验。对其的可靠性有疑问。虽然数字电路，在概念上，优于模拟电路，可靠性是设计的问题，而不是数字化的问题。

4 数字电源电路优化设计

我们采用智能化数字电源，其系统由：“PWM、电源驱动器、DSP、接口电路、显示器和键盘”6部分组成。系统框图如图1所示。

对于图中的数字信号处理器，UCD9501，通过接口芯片与键盘和显示器相连，对于用户，不仅能从显示器上，观察到当前的电源参数，还可通过，键盘随时修改电源参数。为了简化配置，也可由：“数字信号处理器(UCD9501)和数字控制电源驱动器(UCD7100)”构成智能化数字电源系统。

5 结语

总而言之，数字电源系统，具有高集成度、高性价比、电源管理功能完善、电路简单、能面向用户设计等显著优点，实现了智能化电源系统，优化设计和创造。在应用场合中，简单易用、参数变更不多，模拟电源产品，具有很多优势，其应用的针对性，可以通过硬件固化来实现。

参考文献

[1]杨学明.集成电路产业在各国经济发展中的比较研究[J].创业与投资，2009.

[2]吴纬国.论我国集成电路制造业之发展路线[J].中国电子商情，2003.

电源设计篇6

1体积较小

伴随着电子技术的发展，各种电子设备产品的集成化程度正逐渐提高。近年来，输变电线路中所采用的在线监测设备体积极大的缩小，如果其供电电源的体积过大，不仅会带来安装与维护上的困难，而且两者之间也不能很好的匹配。

2供电稳定、持续

一方面，为保证在线监测设备的正常、稳定运行，要求供电电源应具备足够的输出功率，电源的输出电压也应当稳定，输出波动范围小;另一方面，由于在线监测设备的功能，主要是对输变电线路及设备的各种参数数据进行实时测定，因此必须保持电源供电的持续，不能间断。

二、在线监测设备供电电源的主要取能方式的对比及选择

目前，应用于在线监测设备供电电源的主要取能方式有：太阳能电池板取能、激光取能、超声波取能、电流互感器取能等等。各种取能方式的基本应用原理及优缺点为：

1太阳能电池板取能

太阳能电池板取能，是利用光电转换原理，将太阳的辐射光通过半导体软件转换为电能进行存储的方式。由于太阳能电池板只在受光后方能发电，并不具有保持电能的能力，因此电源采用太阳能电池板时，通常还需要与蓄电池联合供电。这种取能方式的优点是，实现了电源传感部分的无源供能，不需要外接电源，且运行时不受电网电流大小的影响。而主要缺点是，在不受光时必须依靠蓄电池保持持续供电，因此蓄电池的使用寿命对供电的持续、可靠有着很大影响。然而目前市场中蓄电池的正常使用寿命普遍较短，对于野外工作的在线监测设备而言，经常性更换蓄电池也较为麻烦，因此这种取能方式的实际应用很少。

2激光取能

激光取能方式的基本应用原理是通过光纤将激光光源从低电位侧传送到高电位侧，再由光电池将激光能量转换为电能，以提供在线监测设备的稳定电能输出。这种取能方式的主要优点是，每个设备都配备有一个光探测器装置，能根据电流反馈控制激光发射器的光源输出大小，从而保证了电能输出的稳定，且具有噪声低、电源波纹小的特点，不容易受到外界因素干扰。它的主要缺点是，目前我国光电技术的应用仍不成熟，而国外购买的光电器件普遍又造价偏高，且激光发生装置如果在长时间大功率工作，容易出现老化现象而缩短使用寿命。

3超声波取能

超声波取能方式的应用原理是，利用超声波振荡装置驱动与之连接的石英传感器，使超声波被转换为电能。这种取能方式是一种无线输能的方式，其主要优点是，超声波在空气中传输的损耗很小，且供能方式实现较为容易，因此近年来在军事领域中的实际应用较为普遍。它的主要缺点是，一是接受天线的设计存在问题，尤其是天线放置方式和面积设计上容易对电源绝缘设计造成影响;二是超声波的输出，容易对附近变电站或其它电力设备的运行造成信号干扰问题。

4电流互感器取能

电流互感器取能的应用原理是，利用电流互感器从设备线路中感应电压，并通过一系列整流、滤波、稳压等处理方式后，提供给设备高压侧必要的供电电源。目前，我国电流互感器取能的技术应用及技术原理已较为成熟，在实际应用中具有成本低、设备结构简单、易于实现等优点。它的主要缺点是，由于电流互感器的取能来自于设备母线，其工作状态容易受到电网电流的影响。目前，在电流互感器取能实际应用时，应着重解决以下两方面问题：一是解决当母线电流处于小电流状态或空载状态时，如何持续保证电源的供应;二是解决当母线电流处于大电流状态或超短路电流状态时，如果给电源板以充足的保护。综合各种取能方式的优缺点和技术应用的成熟度，在本文中提出了利用电流互感器取能以解决设备供电电源的设计方案，同时还设计了锂离子电池组进行协同供电，作为供能不足时的备用电源，有效保证了电源的持续、稳定供应。

三、供电电源取能系统的设计方案分析

1设计方案原理

本文采用的是一种利用电流互感器取能和锂离子电池组协同供电的设计方案。电流互感器能随着设备母线一次电流的变化，感应出对应的交流电动势，并通过一系列整流、滤波、稳压等处理方式后，将其转换为可靠的直流电源。为避免母线电流处于大电流状态或超短路电流状态时，造成过压危险，在设计中还接入了一个泄流保护电路。而锂电池组则是作为一个稳定输出的备用电源，它与充放电管理电路之间直接相连接即可。图1即为该取能系统的结构示意图。该取能系统主要由小型的双线圈电流互感器、切换控制电路、继电器、整流滤波电路、泄流保护电路、滤波稳压电路以及锂电池等几个部分所组成。

2小型双线圈电流互感器设计

本文采用的是小型的开口式双线圈互感器设计，其开口铁芯是从设备母线中获取能量并传输能量的基础媒介，因此铁芯设计是整个系统设计的关键所在。对于开口铁芯的基本设计要求为：在保证大功率电源提供的基础上，尽可能减小一次启动电流，并提高电流适用性的工作范围宽度;为避免供电电源设计过大，开口铁芯的尺寸与结构也不宜过大。经过综合研究分析，本文中所设计的开口式双线圈互感器，其一次电流的适用范围在100A~1000A以内也能正常工作，正常输出功率可达到2W以上。同时，为了尽量减少开口铁芯的结构尺寸，并结合材料价格因素，最终选择硅钢片作为铁芯材料，它的饱和磁感应强度相比普遍材料更高，在相同条件下所得到的最大输出功率以及最大电压也更大，且价格成本也较为低廉。

3整流滤波电路、稳压电路设计

双线圈电流互感器，在母线中感应出对应的交流电动势，需要通过一系列整流、滤波、稳压处理，方能转变为在线监测设备所能使用的直流电源。因此在该取能系统中设计有整流滤波电路和稳压电路。整流滤波电路主要作用是对电流互感器的二次电压，进行整理和滤波处理以实现初步稳压。其主要设计要点有：一是要保证整流二极管的反向耐压值应足够大，导通压降应足够小，从而尽量减少整流二极管的损耗;二是要保证滤波电感的直流电阻应当较小，以尽量减少电路的损耗;三是应保证滤波电容具备较大的容量，大容量电感不仅能存储更多的能量，而且能有效避免继电器开断过程中二次电压不足的问题。

4泄流保护电路设计

由于开口式双线圈的一次电流适用范围较大，通过设计泄流保护电路，可以有效避免母线电流处于大电流状态或超短路电流状态时，所造成的过压危险。本文所设计的泄流保护电路，它与开口铁芯是直接串联，但感应电流的方向是相反的，从而起到部分抵消开口铁芯磁通的作用。在线路连接之间还设置有一个连接开关，以决定泄流保护电路是否工作。当运行时一次电流较小，泄流保护电路处于断开状态;当一次电流较大时则开关闭合，泄流保护电路开始动作，起到去磁保护作用。

5锂电池组及充放电电路设计

锂电池作为一种可循环充电、放电的电池，具有使用寿命长，充放电电流稳定的特点，适宜作为一个稳定输出的备用电源，它与充放电管理电路之间直接相连接。在实际应用中，单节锂电池的工作电压为4.2V左右，为保证足够的电压余量以确保电路的正常、稳定工作，在本文中设计了三节锂电池串联供电，其输出电压可达到12.6V左右，远超出最低输入电压7V的标准，能完成满足设计需要。

电源设计篇7

[关键词] 开关电源 设计

图1是一个普遍应用的反激式(或称为回扫式)开关电源工作原理图，50Hz或60Hz交流电网电压首先经整流堆整流，并向储能滤波电容器C5充电，然后向变压器T1与开关管V1组成的负载回路供电。图2是进行过电磁兼容设计后的电气原理图。

图1 图2

1、对电流谐波的抑制

一般电容器C5的容量很大，其两端电压纹波很小，大约只有输入电压的10%左右，而仅当输入电压Ui大于电容器C5两端电压的时候，整流二极管才导通，因此在输入电压的一个周期内，整流二极管的导通时间很短，即导通角很小。这样整流电路中将出现脉冲尖峰电流。

这种脉冲尖峰电流如用傅立叶级数展开，将被看成由非常多的高次谐波电流组成，这些谐波电流将会降低电源设备的使用效率，即功率因数很低，并会倒灌到电网，对电网产生污染，严重时还会引起电网频率的波动，即交流电源闪烁。脉冲电流谐波和交流电源闪烁测试标准为：IEC61000-3-2及IEC61000-3-3。一般测试脉冲电流谐波的上限是40次谐波频率。

解决整流电路中出现脉冲尖峰电流过大的方法是在整流电路中串联一个功率因数校正(PFC)电路，或差模滤波电感器。PFC电路一般为一个并联式升压开关电源，其输出电压一般为直流400V，没有经功率因数校正之前的电源设备，其功率因数一般只有0.4~0.6，经校正后最高可达到0.98。PFC电路虽然可以解决整流电路中出现脉冲尖峰电流过大的问题，但又会带来新的高频干扰问题，这同样也要进行严格的EMC设计。用差模滤波电感器可以有效地抑制脉冲电流的峰值，从而降低电流谐波干扰，但不能提高功率因数。

图2中的L1为差模滤波电感器，差模滤波电感器一般用矽钢片材料制作，以提高电感量，为了防止大电流流过差模滤波电感器时产生磁饱和，一般差模滤波电感器的两个组线圈都各自留有一个漏感磁回路。

L1差模滤波电感可根据试验求得，也可以根据下式进行计算：

E=L*di/dt (1)

式中E为输入电压Ui与电容器C5两端电压的差值，即L1两端的电压降，L为电感量，di/dt为电流上升率。显然，要求电流上升率越小，则要求电感量就越大。

2、对振铃电压的抑制

由于变压器的初级有漏感，当电源开关管V1由饱和导通到截止关断时会产生反电动势，反电动势又会对变压器初级线圈的分布电容进行充放电，从而产生阻尼振荡，即产生振铃。变压器初级漏感产生反电动势的电压幅度一般都很高，其能量也很大，如不采取保护措施，反电动势一般都会把电源开关管击穿，同时反电动势产生的阻尼振荡还会产生很强的电磁辐射，不但对机器本身造成严重干扰，对机器周边环境也会产生严重的电磁干扰。

图2中的D1、R2、C6是抑制反电动势和振铃电压幅度的有效电路，当变压器初级漏感产生反电动势时，反电动势通过二极管D1对电容器C6进行充电，相当于电容器把反电动势的能量吸收掉，从而降低了反电动势和振铃电压的幅度。电容器C6充满电后，又会通过R2放电，正确选择RC放电的时间常数，使电容器在下次充电时的剩余电压刚好等于方波电压的幅度，此时电源的工作效率最高。

3、对传导干扰信号的抑制

图1中，当电源开关管V1导通或者关断时，在电容器C5、变压器T1的初级和电源开关管V1组成的电路中会产生脉动直流i1，如果把此电流回路看成是一个变压器的“初级线圈”，由于电流i1的变化速率很高，它在“初级线圈”中产生的电磁感应，也会对周围电路产生电磁感应，我们可以把周围电路都看成是同一变压器的多个“次级线圈”，同时变压器T1的漏感也同样对各个“次级线圈”产生感应作用，因此电流i1通过电磁感应，在每个“次级线圈”中都会产生的感应电流，我们分别把它们记为i2、i3、i4 …。

其中i2和i3是差模干扰信号，它们可以通过两根电源线传导到电网的其它线路之中和干扰其它电子设备;i4是共模干扰信号，它是电流i1回路通过电磁感应其它电路与大地或机壳组成的回路产生的，并且其它电路与大地或机壳是通过电容耦合构成回路的，共模干扰信号可以通过电源线与大地传导到电网其它线路之中和干扰其它电子设备。

与电源开关管V1的集电极相连的电路，也是产生共模干扰信号的主要原因，因为在整个开关电源电路中，数电源开关管V1集电极的电位最高，最高可达600V以上，其它电路的电位都比它低，因此电源开关管V1的集电极与其它电路(也包括电源输入端的引线)之间存在很强的电场，在电场的作用下，电路会产生位移电流，这个位移电流基本属于共模干扰信号。

图2中的电容器C1、C2和差模电感器L1对i1、i2和i3差模干扰信号有很强的抑制能力。由于C1、C2在电源线拔出时还会带电，容易触电伤人，所以在电源输入的两端要接一个放电电阻R1。

对共模干扰信号i4要进行完全抑制，一般很困难，特别是没有金属机壳屏蔽的情况下，因为在感应产生共模干扰信号的回路中，其中的一个“元器件”是线路板与大地之间的等效电容，此“元器件”的数值一般是不稳定的，进行设计时对指标要留有足够的余量。图2中L2和C3、C4是共模干扰信号抑制电路器件，在输入功率较大的电路中，L2一般要用两个，甚至三个，其中一个多为环形磁心电感。

根据上面分析，产生电磁干扰的原因主要是i1流过的主要回路，这个回路主要由电容器C5、变压器T1初级和电源开关管V1组成，根据电磁感应原理，这个回路产生的感应电动势为：

e=dψ/dt=S*dB/dt (2)

式中e为感应电动势，ψ为磁通量，S电流回路的面积，B为磁感应密度，其值与电流强度成正比，dψ/dt为磁通变化率。由此可见，感应电动势与电流回路的面积成正比。因此要减少电磁干扰，首先是要设法减小电流回路的面积，特别是i1电流流过的回路面积。另外，为了减少变压器漏感对周围电路产生电磁感应的影响，一方面要求变压器的漏感要做得小，另一方面一定要在变压器的包一层薄铜皮，以构成一个低阻抗短路线圈，把漏感产生的感应能量通过涡流损耗掉。

电源设计篇8

由于更高的集成度、更快的处理器运行速度以及更小的特征尺寸，内核及I/O电压的负载点(POL)处理器电源设计变得越来越具挑战性。处理器技术的发展必须和POL电源设计技术相匹配。5年或10年以前使用的电源管理解决方案，对于当今的高性能处理器而言，可能不再那么行之有效了。因此，当我们为TI的DaVinci数字信号处理器(DSP)进行POL电源解决方案设计时，对基本电源技术的充分了解可以帮助我们克服许多设计困难。本文将对一系列适用于该DaVinci处理器的电源去耦、浪涌电流、稳压精度和排序技术进行讨论。我们将以使用了TI电源管理产品的一个电源管理参考设计为例来提供对这些论述的支持。

能量之源――大型旁路去耦电容

处理器所使用的全部电流除了由电源本身提供以外，处理器旁路和一些电源的大型电容也是提供电流的重要来源。当处理器的任务级别(level of activity)急剧变化而出现陡峭的负载瞬态时，首先由一些本地旁路电容提供瞬时电流――这种电容通常为小型陶瓷电容，其可以对负载的变化快速响应。随着处理速度的增加，对于更多能量存储旁路电容的需求变得更为重要。另一个能量来源是电源的大型电容。为了避免出现稳定性问题，必须注意一定要确保电源的稳定性，并且可以利用添加的旁路电容正确地启动。因此，我们要保证对电源反馈回路的补偿以适应额外的旁路电容。电源评估板(EVM)在试验台上可能非常有效，但在负载附近添加了许多旁路电容的情况下其性能可能会发生变化。

作为一个经验法则，我们可以通过尽可能近的在处理器功率引脚处放置多个0603或0402电容(60用于内核电压，而30用于DM6443的I/O电压)，从而将DaVinci电源电压从系统噪声中完全去耦。更小型的0402电容是较好的选择，因为其寄生电感较低。较小的电容值(例如，560pF)应该最为接近功率引脚，其距离仅为1.25cm。其次，最为接近功率引脚的是中型旁路电容(例如，220nF)。建议每个电源至少要使用8个小型电容和8个中型电容，并且应紧挨着BGA过孔安装(占用内部BGA空间，或者至少应在外部角落处)。在更远一点的地方，可以安装一些较大的大型电容，但也应该尽可能地靠近处理器。

浪涌电流

具有大旁路电容的电源存在启动问题，因为电源可能无法对旁路电容充电，而其正是启动期间满足处理器要求所需要的。因此，在启动期间，过电流可能会引起电源的关断，或者电压可能会暂时地下降(变为非单调状态)。一个很好的设计实践是确保电压在启动期间不发生压降、过冲或承受长时间的高压状态。为了减少浪涌电流，可以通过增加内核电压电源的启动时间，来允许旁路电容缓慢地充电。许多DC/DC调节器都具有独特的可调软启动引脚，以延长电压斜坡时间。如果调节器不具有这种软启动引脚，那么我们可以利用一个外部MOSFET以及一种RC充电方案，来从外部对其进行实施。我们还推荐使用一种带有电流限制功能的DC/DC调节器，来帮助维持一种单调的电压斜坡。实施一个软启动方案有助于满足DaVinci处理器的排序要求。

排序

越来越多的处理器厂商将提供推荐的内核及I/O上电排序的时序准则。一旦获知时序要求，POL电源设计人员便可选择一种适当的技术。对一个双路电源上电和断电的方法有很多种：顺序排序和同时排序是最为常用的两种方法。

当在内核和I/O上电之间要求一个较短的毫秒级时间间隔时，我们就可以实施顺序排序。实施顺序排序的一种方法是，只需将一个稳压器的PWERGOOD引脚连接至另一个稳压器的ENABLE引脚即可。当内核和I/O电压差在上电和断电期间需要被最小化时，就需要使用同时排序。要实施同时排序，内核和I/O电压应彼此紧密地跟踪，直到达到较低的理想电压电平。在这一点上，较低的内核电压达到了其设定值要求，而较高的I/0电压将可以继续上升至其设定值。

在自升压模式中，DaVinci处理器要求对CVDD和CVDDSP内核电源进行同时排序。在主机升压模式中，CVDD必须斜坡上升，并在CVDDSP开始斜坡上升以前达到其设置值(1.2V)。作为一个最大值，CVDDSP电源必须在关闭(开启)“始终开启”和DSP域之间的短路开关以前上电。我们可以以任何顺序启动I/O电源(DVDD18、DVDDR2和DVDD33)，但是必须在CVDD电源100ms的同时达到其设定值。

稳压精度

电源系统的电压容差有几个影响因素。电压基准精度就是最为重要的一个影响因素，我们可以在电源管理器件的产品说明书中找到其规范。新型稳压器要求达到±1%的精度或更高的温度基准精度。一些成本较低的稳压器可能会要求±2%或±3%的基准电压精度。请在产品说明书中查看稳压器厂商的相关规范，以确保稳压精度可以满足处理器的要求。另一个影响稳压精度的因素是稳压器外部反馈电阻的容差。

在要求精确容差值的情况下，我们推荐使用±1%的容差电阻。另外，在将这种电阻用于编程输出电压时，其将会提供额外±0.5%的精度。具体的计算公式如下：

输出电压精度=2×(1-VREF/VOUT)×TOLRES

第三个影响因素是输出纹波电压。一个卓越的设计实践是针对低于1%输出电压的峰至峰输出电压进行设计，其可使电源系统的电压精度提高±0.5%。假设为±2%基准精度，那么这3个影响因素加在一起则为±3%的电源系统精度。

DaVinci CVDD电源要求一个可带来±4.2%精度的50mY容差的1.2V典型内核电源。3.3V DVDD电源具有一个可带来±4.5%精度的150mV的容差，而1.8V DVDD电源则具有一个可带来±5%精度的90mV的容差。使稳压器靠近负载来减少路由损耗是非常重要的。需要注意的是，如果电源具有3%的容差，且处理器内核电压要求具有4.2%容差的情况下，我们就必须对去耦网络进行设计，以能够适应1.2V电压轨的1.2%精度或14mV容差。

历史经验数据显示，内核电压随着处理技术的发展而不断降低。对内核电压稍作改变，便可提供更高的性能，或节省更多的电量。选择一个具有可编程输出电压和±3%以上输出电压容差的稳压器是一种较好的设计方法。相比从零开始重新设计一种全新的电源，简单的电阻器变化或引脚重新配置要容易得多。因此，我们要选择一款可以支持低至0.9V或更低输出电压的稳压器，以能够最大化地重用，并帮助简化TI片上系统(SoC)器件未来版本的使用。

参考设计

我们构建了若干电源管理参考设计，并经过数字音频/视频应用的测试。这些应用均使用了TI的TMS320DM6443和TMS320DM6446处理器，其能够满足排序、电压精度和启动要求。图1显示了12V电源的参考设计，该设计使用了TPS62111同步降压转换器、TPS62040同步降压转换器以及TPS73618低压降调节器，以分别提供3.3V、1.2V和1.8V电压轨。这种参考设计包含了一个简单的外部MOSFET、电阻和电容延迟电路，以使3.3V电压轨能够适应自升压模式排序方案要求。TPS62040不但提供了1.2V的内核电压，而且还可满足引脚5软启动电容的排序要求。这种解决方案拥有±3%容差，90%以上的效率。为了能够适应主机升压模式排序方案要求，我们可以添加一个类似的MOSFET、电阻以及电容电路添加至1.2V电压轨。

图1显示了复位电路，该电路使用TPS3808和TPS3803电源电压监控器来监控电压轨的变化情况。请您使用最小值的TPS3808G01(U5)，来安装图中所示的复位电路电源。如果需要超过3.3V电压轨的1.5A电流和1.2V电压轨的1.2A电流的话，那么TPS54350和TPS54110 SWIFTTMDC/DC转换器可能会被分别用于实现3A和1.5A电流。SWIFT稳压器具有基于DaVinci技术的数字视频EVM的特点。

电源设计篇9

关键词：UC3842 开关电源 PWM

1.引言

开关电源是运用现代电力电子技术，控制开关开启和关闭的时候，这个比率的输出电压稳定的电源，电源一般由脉宽调制控制集成电路和场效应晶体管。开关电源、线性电源，并与成本的功率输出的增加，但这两种不同的发展速度。在某一线性功率成本的输出功率的观点，但高于开关电源，它被称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新、开关电源技术在不断的创新，这一成本更低的输出功率对于移动、开关电源提供了广阔的发展空间。

2.UC3842的原理及技术参数

2.1 UC3842的原理和概述

UC3842 是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。

图1 UC3842 内部原理框图

该电路主要特点有：

(1)内含欠电压锁定电路 、低起动电流(典型值为0.12mA);

(2)稳定的内部基准电压源、大电流推挽输出(驱动电流达1A);

(3)工作频率可到500kHz 、自动负反馈补偿电路;

(4)双脉冲抑制、较强的负载响应特性。

图1 所示出了UC3842 内部框图和引脚图，UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：

①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性;

②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度;

③脚为电流检测输入端， 当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态;

④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/(RT×CT);

⑤脚为公共地端;

⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ;

⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW;

⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。

2.2 UC3842的技术参数

3.12V/5A单端反激开关电源原理

3.1 12V/5A电路原理图

图2 电路原理图

3.2 原理分析

1)系统原理

以UC3842为核心控制部件，设计一款AC 220V输入，DC 12V输出的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。主要的功能模块包括：启动电路、过流过压欠压保护电路、反馈电路、整流电路。以下对各个模块的原理和功能进行分析。电路原理图如图2所示。

2)启动电路

如图2所示交流电由C16、L1、C15以及C14、C13进行低通滤波，其中C16、C15组成抗串模干扰电路，用于抑制正态噪声;C14、C13、L1组成抗共模干扰电路，用于抑制共态噪声干扰。它们的组合应用对电磁干扰由很强的衰减旁路作用。滤波后的交流电压经D1～D4桥式整流以及电解电容C1、C2滤波后变成3lOV的脉动直流电压，此电压经R1降压后给C8充电，当C8的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由脚6输出推动开关管工作。随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压给UC3842供电。由于输入电压超过了UC3842的工作，为了避免意外，用D10稳压管限定UC3842的输入电压，否则将出现UC3842被损坏的情况。

3)15V/5A电路的短路过流、过压、欠压保护

由于输入电压的不稳定，或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定的保护功能。如图2所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流将大幅度上升，R9两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0.3V达到1V(即电流超过1.5A)时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，MOS管S1截止，从而保护了电路。如果供电电压发生过压(在265V以上)，UC3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，UC3842的脚7供电电压也急剧上升，其脚2的电压也上升，关闭输出。如果电网的电压低于85V，UC3842的脚1电压也下降，当下降lV(正常值是3.4V)以下时，PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。如果人为意外地将输出端短路，这时输出电流将成倍增大，使得自动恢复开关RF内部的热量激增，它立即断开电路，起到过压保护作用。一旦故障排除，自动恢复开关RF在5s之内快速恢复阻抗。因此，此电路具有短路过流、过压、欠压三重保护。

4)反馈电路

反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817。利用TL43l可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。如图2所示，R4、R5是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和TL431一并组成外部误差放大器。当输出电压升高时，取样电压VR7也随之升高，设定电压大于基准电压(TL431的基准电压为2.5V)，使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压Vo下降，最后Vo趋于稳定;反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高，最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。R7、R8的阻值是这样计算的：先固定R7的阻值，再计算R8的阻值，即

5)输出整流滤波电路

输出整流滤波电路直接影响到电压波纹的大小，影响输出电压的性能。开关电源输出端中对波纹幅值的影响主要有以下几个方面。

(1)输入电源的噪声，是指输入电源中所包含的交流成分。解决的方案是在电源输入端加电容C5，以滤除此噪声干扰。

(2)高频信号噪声，开关电源中对直流输入进行高频的斩波，然后通过高频的变压器进行传输，在这个过程中，必然会掺人高频的噪声干扰。还有功率管器件在开关的过程中引起的高频噪声。对于这类高频噪声的解决方案是在输出端采用π型滤波的方式。滤波电感采用150μH的电感，可滤除高频噪声。

(3)采用快速恢复二极管D6、D7整流。基于低压、功耗低、大电流的特点，有利于提高电源的效率，其反向恢复时间短，有利于减少高频噪声。

参考文献

[1]严仰光.双向直流变换器. 南京： 江苏科学技术出版社， 2004.11

电源设计篇10

(1)供电电源链路取样点选择由于取样线路比较远，因要监测整个供电链路的实际工作情况，电源取样点分为两级。一级：市电、机电三相取样在低压柜输出端，分别是市电三相取样1L1、1L2、1L3和机电三相取样2L1、2L2、2L3。二级：总电源三相取样在1P开关柜输出端3L1、3L2、3L3。取样点的选择能够有效监测市电、机电的运行情况和自动倒换柜ATS成功倒换某一供电体为总电源的工作情况(见图1)。

(2)供配电控制箱的灯光指示和远程控制供电设备如图2所示，电源部分：市电、机电、总电源的三相取样端，分别经一个保险丝连接到机房供配电控制箱内的空气开关，分别连接三相指示灯和电源故障报警取样继电器，例如市电三相取样1L1、1L2、1L3通过指示灯(1ZDY黄、1ZDG绿、1ZDR红)指示市电三相供电状态，同时连接到继电器(1KJ1、1KJ2、1KJ3)线包作为市电报警电路取样。机电、总电源的情况类似不再叙述。

(3)电源故障报警电路供配电控制电路的技术核心在于电源故障报警电路的设计。考虑到两路电源供电，各需三相监测的复杂性，我们采用数字逻辑技术分析了两路电源供电的状态逻辑关系，真值表如表1所示，控制原理如图3所示。整个逻辑有四种状态：当市电和机电同时停电(0，0)或同时供电(1，1)时，需要报警，值班人员需要做倒电处理工作;当两者为单一供电(0，1)或(1，0)时，属正常供电状态，不需要报警。由真值表1可知两者为同门逻辑关系。考虑到停电时，能够保障报警电源的供给，报警电路采用UPS电源(无间断电源～220V)供电，确保报警电路在任何供电状态下都能正常工作。报警电路以相为单位控制，分为三组，以a相为例进行介绍，如图2所示。通过市电a相取样继电器1KJ1和机电a相取样继电器2KJ1的常开、常闭接点的不同组合，构成同门逻辑电路。总电源a相取样继电器3KJ1常闭接点跨接在同门电路两端，与同门电路组成或门关系，完美地构成了电源a相支路报警控制电路。当两路电源满足表1报警条件时，即当市电和机电同时通或同时断时，同门逻辑电路接通报警电源进行报警;当总电源无电时，3KJ1常闭接点接通报警电源，直接报警。b、c相报警控制与a相完全相同。这样，报警电路不但可以监测到电源停电情况，而且也可以监测到电源缺相，ATS柜能否成功倒换负载，1P开关柜是否闭合等情况。稳压器ⅠⅡ本身自带报警功能，在其报警电路中，分别并接+12V继电器KJ10、KJ11，继电器KJ10、KJ11的常开接点跨接在电源故障报警电路两端(见图4)。当稳压器Ⅰ(Ⅱ)故障，其报警电路接通KJ10(KJ11)线包，KJ10或KJ11的常开接点接通，使报警电路直接进行报警。

(4)ATS柜负载指示灯、远程控制发电机电路如图5所示，利用ATS柜内一个继电器KJ6的接点(其线包连接机电电源)，当ATS柜倒换市电工作时，KJ6线包为0V，其常闭点接通，“市电供电”指示灯被点亮;当ATS柜倒换机电工作时，KJ6线包~220V，其常开点接通，“机电供电”指示灯被点亮。此两灯均引至供配电控制箱的面板上，便于在值班机房直接观察ATS柜的工作状态。发电机的远程控制：由于ATS柜在低压房，供配电控制箱在机房，两者相距比较远。未能够人工远程控制发电机的启动，所以在供配电控制箱和ATS柜上分别安装了两个控制开关K2、K3，两者是并联关系，分别都可接通ATS柜内部电路，控制发电机的启动，K2可方便工作人员在机房对发电机操作。1P开关柜和稳压器ⅠⅡ的主要控制按钮，如合闸、分闸、启动、停止;主要工作状态，如合闸灯、分闸灯、稳压灯、电网灯等，需要在供配电控制箱集中控制和观察，方便对故障设备快速判断和恢复。根据设备开关按钮的特性，我们将常开按钮进行并接、常闭按钮进行串接至控制箱面板，可实行同步操作。

2小结